模擬數字轉換器（英語：Analog-to-digital converter,ADC,A/D或A to D）是用于將模擬形式的連續信號轉換為數字形式的離散信號的一類設備。一個模擬數字轉換器可以提供信號用于測量。與之相對的設備成為數字模擬轉換器。

　　典型的模擬數字轉換器將模擬信號轉換為表示一定比例電壓值的數字信號。然而，有一些模擬數字轉換器并非純的電子設備，例如旋轉編碼器，也可以被視為模擬數字轉換器。

　　數字信號輸出可能會使用不同的編碼結構。通常會使用二進制二補數（也稱作“補碼”）進行表示，但也有其他情況，例如有的設備使用格雷碼（一種循環碼）。

　　概念

　　分辨率

　　一個具有8個離散信號值輸出的模擬數字轉換器

　　模擬數字轉換器的分辨率是指，對于允許范圍內的模擬信號，它能輸出離散數字信號值的個數。這些信號值通常用二進制數來存儲，因此分辨率經常用比特作為單位，且這些離散值的個數是2的冪指數。例如，一個具有8位分辨率的模擬數字轉換器可以將模擬信號編碼成256個不同的離散值（因為28=256），從0到255（即無符號整數）或從-128到127（即帶符號整數），至于使用哪一種，則取決于具體的應用。

　　分辨率同時可以用電氣性質來描述，使用單位伏特。使得輸出離散信號產生一個變化所需的最小輸入電壓的差值被稱作最低有效位（Least significant bit,LSB）電壓。這樣，模擬數字轉換器的分辨率Q等于LSB電壓。模擬數字轉換器的電壓分辨率等于它總的電壓測量范圍除以離散電壓間隔數：

　　{\displaystyle Q={\dfrac{E_{\mathrm{FSR}}}{N}},}Q=\dfrac{E_\mathrm{FSR}}{N},

　　這里N是離散電壓間隔數，EFSR是總的電壓測量范圍，EFSR由下式給出

　　{\displaystyle E_{\mathrm{FSR}}=V_{\mathrm{RefHi}}-V_{\mathrm{RefLow}},\,}E_\mathrm{FSR}=V_\mathrm{RefHi}-V_\mathrm{RefLow},\,

　　這里VRefHi和VRefLow是轉換過程允許電壓的上下限。

　　正常情況下，電壓間隔數等于

　　{\displaystyle N=2^{M},\,}N=2^M,\,

　　這里M是模擬數字轉換器以比特為單位下的分辨率。

　　響應類型

　　大多數模擬數字轉換器的響應類型為線性，這里的“線性”是指，輸出信號的大小與輸入信號的大小成線性比例。

　　一些早期的轉換器的響應類型呈對數關系，由此來執行A-law算法或μ-law算法編碼。這些編碼現在由高分辨率的線性模擬數字轉換器（例如12或16位）達到，并將其8為編碼輸出值進行繪制。

　　誤差

　　模擬數字轉換器的誤差有若干種來源。量化錯誤和非線性誤差（假設這個模擬數字轉換器標稱具有線性特征）是任何模擬數字轉換中都存在的內在誤差。也有一種被稱作孔徑誤差（aperture error），它是由于時鐘的不良振蕩，且常常在對時域信號數字化的過程中出現。時鐘的不良振蕩所引起的孔徑誤差可以等效到ADC的采樣保持器中，這個時鐘稱之為采樣信號而采樣信號的相位不確定性就使得實際的采樣時間是隨機變化的，在對一個動態變化的信號采樣時，我們認定的采樣信號{\displaystyle V_{in}}V_{in}可能變成了{\displaystyle V_{in}(t-\Delta t)}V_{in}(t-\Delta t)，其中{\displaystyle\Delta t}\Delta t是一個具有統計規律的隨機時延。如果我們將時鐘的這種相位不確定性看作是一種相位噪聲，那么這個相位噪聲會由采樣過程傳遞到原始信號中去。這種誤差就是上述的孔徑誤差或孔徑抖動誤差。孔徑抖動誤差必然會帶來噪聲。下面簡單說明時鐘抖動與噪聲的關系。設信號為{\displaystyle v(t)}v(t)，那么若由于在孔徑抖動造成的時間上的不確定量{\displaystyle\Delta t}\Delta t會造成采樣信號的不確定度{\displaystyle\Delta v(t)}\Delta v(t)，用數學公式可以表示為：

　　{\displaystyle\Delta v(t)=v(t')-v(t'-\Delta t)}

　　\Delta v(t)=v(t')-v(t'-\Delta t)（式1）

　　當時間抖動無偏時，那么有：

　　{\displaystyle\Delta v(t)=v(t+{\frac{\Delta t}{2}})-v(t-{\frac{\Delta t}{2}})}

　　\Delta v(t)=v(t+\frac{\Delta t}{2})-v(t-\frac{\Delta t}{2})（式2）

　　再假設{\displaystyle\Delta t}\Delta t為一微小量，那么

　　{\displaystyle\Delta v(t)=\Delta t\cdot v'(t)}

　　\Delta v(t)=\Delta t\cdot v'(t)（式3）

　　對于一個確定的信號，當{\displaystyle t}t確定后，上式中的{\displaystyle v(t)}v(t)為一個確定量，而{\displaystyle\Delta t}\Delta t是有統計規律的。因此兩邊取期望，得到：

　　{\displaystyle E[\Delta v(t)]=E[\Delta t\cdot v'(t)]=E[\Delta t]\cdot v'(t)}

　　E[\Delta v(t)]=E[\Delta t\cdot v'(t)]=E[\Delta t]\cdot v'(t)（式4）

　　且有：

　　{\displaystyle E[\Delta v^{2}(t)]=E[\Delta t^{2}\cdot v'^{2}(t)]=E[\Delta t^{2}]\cdot v'^{2}(t)}

　　E[\Delta v^2(t)]=E[\Delta t^2\cdot v'^2(t)]=E[\Delta t^2]\cdot v'^2(t)（式5）

　　由式4和式5，并假設{\displaystyle\Delta v(t)}\Delta v(t)和{\displaystyle\Delta t}\Delta t都是零均值隨機量，這時可以得到：

　　{\displaystyle\sigma _{ns}^{2}(t)=\sigma _{t}^{2}(t)\cdot v'^{2}(t)}

　　\sigma _{ns}^2(t)=\sigma _t^2(t)\cdot v'^2(t)（式6）

　　對兩端求時間平均：

　　{\displaystyle{\frac{1}{T}}\int _{t-{\frac{T}{2}}}^{t+{\frac{T}{2}}}\sigma _{ns}^{2}(t)\,dt={\frac{1}{T}}\int _{t-{\frac{T}{2}}}^{t+{\frac{T}{2}}}\sigma _{t}^{2}(t)\cdot v'^{2}(t)\,dt}

　　\frac{1}{T}\int_{t-\frac{T}{2}}^{t+\frac{T}{2}}\sigma _{ns}^2(t)\,dt=\frac{1}{T}\int_{t-\frac{T}{2}}^{t+\frac{T}{2}}\sigma _t^2(t)\cdot v'^2(t)\,dt（式7）

　　一般的，有{\displaystyle\sigma _{t}^{2}(t)=const}\sigma _t^2(t)=const，即{\displaystyle\sigma _{t}^{2}(t)=\sigma _{t}^{2}}\sigma _t^2(t)=\sigma _t^2，上式可以寫作：

　　{\displaystyle{\frac{1}{T}}\int _{t-{\frac{T}{2}}}^{t+{\frac{T}{2}}}\sigma _{ns}^{2}(t)\,dt=\sigma _{t}^{2}(t)\cdot{\frac{1}{T}}\int _{t-{\frac{T}{2}}}^{t+{\frac{T}{2}}}v'^{2}(t)\,dt}

　　\frac{1}{T}\int_{t-\frac{T}{2}}^{t+\frac{T}{2}}\sigma _{ns}^2(t)\,dt=\sigma _t^2(t)\cdot\frac{1}{T}\int_{t-\frac{T}{2}}^{t+\frac{T}{2}}v'^2(t)\,dt（式8）

　　若原始信號有各態歷經特性，那么上式的左邊可以理解為噪聲的功率。于是

　　{\displaystyle P_{ns}=\sigma _{t}^{2}\cdot E(v'^{2}(t))}

　　P_{ns}=\sigma_t^2\cdot E(v'^2(t))（式9）

　　因此，孔徑抖動所引入的噪聲大小與信號的導數有關，對于高動態的信號，即其導數大的信號，其噪聲的功率在孔徑誤差相同時會更大。

　　采樣率

　　模擬信號在時域上是連續的，因此可以將它轉換為時間上連續的一系列數字信號。這樣就要求定義一個參數來表示新的數字信號采樣自模擬信號速率。這個速率稱為轉換器的采樣率或采樣頻率。

　　可以采集連續變化、帶寬受限的信號（即每隔一時間測量并存儲一個信號值），然后可以通過插值將轉換后的離散信號還原為原始信號。這一過程的精確度受量化誤差的限制。然而，僅當采樣率比信號頻率的兩倍還高的情況下才可能達到對原始信號的忠實還原，這一規律在采樣定理有所體現。

　　由于實際使用的模擬數字轉換器不能進行完全實時的轉換，所以對輸入信號進行一次轉換的過程中必須通過一些外加方法使之保持恒定。常用的有采樣-保持電路[2]，在大多數的情況里，通過使用一個電容器可以存儲輸入的模擬電壓，并通過開關或門電路來閉合、斷開這個電容和輸入信號的連接。許多模擬數字轉換集成電路在內部就已經包含了這樣的采樣-保持子系統。

　　混疊

　　主條目：混疊

　　所有的模擬數字轉換器以每隔一定時間進行采樣的形式進行工作。因此，它們的輸出信號只是對輸入信號行為的不完全描述。在某一次采樣和下一次采樣之間的時間段，僅僅根據輸出信號，是無法得知輸入信號的形式的。如果輸入信號以比采樣率低的速率變化，那么可以假定這兩次采樣之間的信號介于這兩次采樣得到的信號值。然而，如果輸入信號改變過快，則這樣的假設是錯誤的。

　　如果模擬數字轉換器產生的信號在系統的后期，通過數字模擬轉換器，則輸出信號可以忠實地反映原始信號。如經過輸入信號的變化率比采樣率大得多，則是另一種情況，模擬數字轉換器輸出的這種“假”信號被稱作“混疊”。混疊信號的頻率為信號頻率和采樣率的差。例如，一個2千赫茲的正弦曲線信號在采樣率在1.5千赫茲采樣率的轉換后，會被重建為500赫茲的正弦曲線信號。這樣的問題被稱作“混疊”。

　　為了避免混疊現象，模擬數字轉換器的輸入信號必須通過低通濾波器進行濾波處理，過濾掉頻率高于采樣率一半的信號。這樣的濾波器也被稱作反鋸齒濾波器。它在實用的模擬數字轉換系統中十分重要，常在混有高頻信號的模擬信號的轉換過程中應用。

　　盡管在大多數系統里，混疊是不希望看到的現象，值得注意的是，它可以提供限制帶寬高頻信號的同步向下混合（simultaneous down-mixing，請參見采樣過疏和混頻器）。

　　Dither信號

　　在模擬數字轉換器中，工作狀況可以通過引入抖動信號（Dither）得到改善。Dither信號是在轉換前混入輸入信號的微量隨機噪聲（白噪聲）。它的作用效果是輸入信號極小時，造成LSB的狀態隨機在0和1之間振蕩，而不是處于某一個固定值。這樣做可以擴展模擬數字轉換器可以轉換的有效范圍，而不需要在低輸入的情況下完全切斷這個信號，不過這樣做的代價是噪音會小幅增加，量化誤差會擴散到一系列噪音信號值。在時間范圍上，還是可以較為精確地反映信號在時間上的變化。在輸出端，使用一個適當的電子濾波器可以還原這個小幅信號波動。

　　沒有加入Dither信號的低幅音頻信號聽起來十分扭曲和令人不快。因為如果沒有Dither信號，低幅信號可能造成最低有效位固定在0或者1。引入Dither信號之后，音頻的實際振幅可以通過在取一段時間上實際量化的采樣和一系列Dither信號的采樣的平均值來計算。Dither信號在一些集成系統里也有應用，例如電度表，它可以使信號值產生比模擬數字轉換器最低有效位更為精確的結果。注意引入Dither信號只能增加采樣器的分辨率，但是不能增加其線性的性質，因此精確度不一定能夠改善。

　　過采樣

　　主條目：過采樣

　　通常的，為了經濟，信號以允許的最低采樣率被采樣，造成的結果是產生在轉換器整個通帶上分布的白噪聲。如果信號以高于奈奎斯特頻率的頻率被采樣、然后進行數字濾波，才從而保證限制信號帶寬，則又以下幾個好處：

　　數字濾波器具有比模擬濾波器更好的性質（更銳利的滾降、相位），所有可以構成更銳利的反鋸齒濾波器，從而可以對信號進行向下采樣，給出更好的結果；

　　一個20位的模擬數字轉換器可以當做一個24位、具有256倍過密采樣的模擬數字轉換器使用；

　　盡管有量化噪聲，信噪比還是會比使用整個可用的帶寬更高。使用了此技術后，可能會獲得一個比單獨使用轉換器更高的分辨率；

　　每倍頻的過密采樣（在很多應用中還不夠）的信噪比的改善為3分貝（等效于0.5位）。因此，過密采樣通常與噪音信號整形耦合在一起。通過噪音整形，改善可以達到每倍頻6L+3 dB（這里L是用于噪音整形的環路濾波器的階數，例如，一個2階環路濾波器可以提供15分貝每倍頻的改善）。

　　相對速度和精確度

　　模擬數字轉換器的速度根據其種類有較大的差異。威爾金森模擬數字轉換器受到其時鐘率的限制。目前，頻率超過300兆赫茲已經成為可能。轉換所需的時間這屆與溝道的數量成比例。對于一個逐次逼近（successive-approximation）模擬數字轉換器，其轉換時間與溝道數量的對數成比例。這樣，大量溝道可以使逐次逼近轉換器比威爾金森轉換器快。然而，威爾金斯轉換器消耗的時間是數字的，而逐次逼近轉換器是模擬的。由于模擬的自身就比數字的更慢，當溝道數量增加，所需的時間也增加。這樣，其在工作時具有相互競爭的過程。Flash模擬數字轉換器是這三種里面最快的一種，轉換基本是一個單獨平行的過程。對于一個8位單元，轉換可以在十幾個納秒的時間內完成。

　　人們期望在速度和精確度之間達到一個最佳平衡。Flash模擬數字轉換器具有與比較器水平的漂移和不確定性，這將導致溝道寬度的不均一性。結果是Flash模擬數字轉換器的線性不佳。對于逐次逼近模擬數字轉換器，糟糕的線性也很明顯，不過這還是比Flash模擬數字轉換器好一點。這里，非線性是源于減法過程的誤差積累。在這一點上，威爾金森轉換器是表現最好的。它們擁有最好的微分非線性。其他種類的轉換器則要求溝道平滑，以達到像威爾金森轉換器的水平。[3][4]

　　分類

　　直接轉換模擬數字轉換器（Direct-conversion ADC），或稱Flash模擬數字轉換器（Flash ADC）

　　循續漸近式模擬數字轉換器（Successive approximation ADC）

　　躍升-比較模擬數字轉換器（Ramp-compare ADC）[5]

　　威爾金森模擬數字轉換器（Wilkinson ADC）[6][7]

　　積分模擬數字轉換器（Integrating ADC）

　　Delta編碼模擬數字轉換器（Delta-encoded ADC）

　　管道模擬數字轉換器（Pipeline ADC）

　　Sigma-Delta模擬數字轉換器（Sigma-delta ADC）

　　時間交織模擬數字轉換器（Time-interleaved ADC）

　　帶有即時FM段的模擬數字轉換器[8][9][10][11][12]

　　也有利用電子技術和其他技術結合的轉換器：

　　時間延伸模擬數字轉換器（Time stretch analog-to-digital converter,TS-ADC

商用的模擬數字轉換器

　　這類產品大多是集成電路。

　　大多數轉換器具有6至24位的分辨率，且每秒進行少于百萬采樣。當要求更高的分辨率時會產生熱噪聲（Thermal noise）。對于音頻應用，在室溫狀態，這樣的噪聲通常小于1微伏的白噪聲。如果最大有效位對應一個標準的2伏輸出信號，對于有限噪聲信號的轉換低于20至21位，可以不需要使用抖動。截止到2002年2月，百萬級、十億級采樣率已經可使用。在數碼攝像機、視頻捕獲卡、電視調諧卡等需要轉換全速模擬視頻至數字視頻文件的設備中，百萬采樣率的轉換器的應用十分必要。商用轉換器的輸出信號通常具有±0.5至1.5的最低有效位誤差。

　　在很多情況中，集成電路中最昂貴的部分是插腳（pins），因為它們讓整個封裝變得更大，且每一個插腳必須和集成電路中的硅連接。為了節省插腳，常用的做法是每一個插腳與計算機進行串行通信，每當時鐘信號改變到下一個狀態時，傳輸一個位的電壓信號，比如，從0伏特到5伏特。這樣做可以為模擬數字轉換器節省很多插腳，而且在許多情況里，可以避免將整個設計復雜化（即便是微處理器，如果使用存儲器映射輸入輸出（Memory-mapped I/O），就只需要一個端口的幾個位來進行串行通信）。

　　商用的模擬數字轉換器經常具有幾個輸入端口連接到同一個轉換器，采用的技術通常是利用模擬數據選擇器進行多路復用。不同的型號可能還會包含采樣-保持電路，放大器和差分信號輸入（輸入量表示為兩個端口電壓的差值）。

應用

　　音樂錄制

　　模擬數字轉換器對于目前的音樂復制技術至關重要。由于大多數音樂都在計算機上制作，當模擬信號被錄制，就需要一個模擬數字轉換器來創建脈沖編碼調制數據流，并可以以數字音樂格式刻錄在CD上。

　　在音樂制作中使用的模擬數字轉換器可以以最高192千赫茲的頻率進行采樣。高帶寬凈空允許使用更便宜、更快的反鋸齒濾波器。過密采樣的支持者強調，這樣更淺的反鋸齒濾波器對聲音品質可以產生更少的負面效應，因為它們具有更舒緩的斜率。其他的一些人則完全支持使用無濾波器的模擬數字轉換器，稱使用反鋸齒濾波器比轉換前使用磚墻式濾波器對音質產生更小的損壞。有大量文獻討論了此類問題，不過商業考慮才是最有影響的。大多數高質量錄音棚以24位/192-176.4千赫茲脈沖編碼調制或DSD來錄制音樂，然后向下采樣或有損壓縮以進行紅皮書CD的44.1千赫茲[13]，或針對廣播電視應用的48千赫茲。

　　數字信號處理

　　在模擬信號需要以數字形式處理、存儲或傳輸時，模擬數字轉換器幾乎必不可少。例如，快速視頻模擬數字轉換器在電視調諧卡中得到了應用。8,10,12或16位的慢速在片（On-chip）模擬數字轉換器在微控制器里十分普遍。速度很高的模擬數字轉換器在數字示波器里是必需的，另外在軟件無線電里也很關鍵。

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